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       大家好，很高兴能够为大家解答这个wcdma手机接收灵敏度是多少问题集合。我将根据我的知识和经验，为每个问题提供清晰和详细的回答，并分享一些相关的案例和研究成果，以促进大家的学习和思考。

1.信号灵敏度怎么计算

2.手机吃鸡最好用的灵敏度是多少？

3.射频指标

信号灵敏度怎么计算

       问题一：接收机灵敏度怎么计算 S=-174+S/N+NF+郁量

        问题二：传感器灵敏度是如何计算的？ 传感器的基本特性是指传感器的输出与输入之间的关系，分为静态特性和动态特性。当 传感器的输人量为稳定状态的信号或变化极其缓慢的信号（常称为静态信号）时，可用静态 参数来描述和表征传感器的静态特性。当传感器的输入量是周期信号、瞬变信号或随机信号 (常称为动态信号）时，可用动态参数来描述和表征传感器的动态特钉。理想的传感器应该具有单值的、确定的输出-输入关系，其输出电量无论是在静态量或 动态量输人时，都应当不失真地体现输入量的变化。这主要取决于静态特性和动态特性。静态特性传感器在被测量处于稳定状态时，输出量和输入量之间的关系称为静态特性。对传感器 静态特性的基本要求是，输出相对于输入应保持确定的对应关系。灵敏度传感器的灵敏度是指在稳定工作状态下输出变化量与输入变化量的比值，即例如，某位移传感器，当位移变化1mm时，输出电压变化200mV,则其灵敏度为 200mV/mm对于线性传感器，其灵敏度就是它的校准曲线的斜率，为一常数。而非线性传感器的灵 敏度为一变量，其灵敏度可表示为K = dY/dX，也可用某一小区域内的拟合直线的斜率表 示。通常希望传感器的灵敏度高，在满量程内是恒定的，即传感器的输入输出特性为直线。

        问题三：TD-LTE基站的上行信号接收灵敏度是多少？怎么计算？ 10分 对于KTB的理解:

        K 是波尔兹曼常数 1.28*10^-23

        T 绝对温度：取室温20度，绝对温度 273.15+20=293.15 T

        B:就是有效带宽，不同系统使用不同值，如GSM200K ，WCDMA取 3.84M， LTE 取子载波带宽15000

        LTE 上行灵敏度：-174+10*log(15000)+NF+解调门限， NF 大约3dB，解调门限取5～7

        坦白说，后面两个数据我没有支撑。

        问题四：噪限灵敏度计算公式 1.首先应该知道灵敏度的定义：就是无线电接收机对微弱信号的接收能力，叫做灵敏度。如果某一接收机能收到很弱的信号，则该接收机的灵敏度就高，反之灵敏度就低。因此，灵敏度也是决定接收机质量的重要参数之一。一、AM

        2. 噪限灵敏度：⑴ 输入 1kHz 30%的AM 信号，载波1000kHz，调节音量控制到标准电平输出。⑵ 取消 AM（AM OFF），MV 表逆时针旋两档（每档10dB）⑶ 增加输入信号电平和调节音量控制维持输出标准电平，此时信号发生器上的输出电平为

        接收机的20dB 噪限灵敏度

        FM

        1. 噪限灵敏度：⑴ 输入 98MHz，1kHz ±75kHz 标准FM 信号，调节音量控制到标准电平输出。⑵ FM OFF，MV 表逆时针旋三档（每档10dB）⑶ 增加输入信号电平和调节音量控制维持输出标准电平，此时信号发生器上的输出电平为

        接收机的30dB 噪限灵敏度

        A类收放机指标： 噪限灵敏度：AM ≤120uV（41.6dBuV） FM ≤35uV（31dBuV） 主要从提高S/N角度考虑，降低噪声，提高调谐回路Q值等

        噪限灵敏度并不一定就可以起到很好的限噪作用，虽然它也是灵敏度的一种，但收音机灵敏度的提高也就会带来噪音的提升。目前好一些的收音机功能都很全面，在灵敏度和限噪上做得也还是不错的。（PS:信号也要看天线）

        问题五：计算机计算速度怎么计算 外频

        CPU的外频，通常为系统总线的工作频率（系统时钟频率），CPU与周边设备传输数据的频率，具体是指CPU到芯片组之间的总线速度。外频是CPU与主板之间同步运行的速度，而且目前的绝大部分电脑系统中外频，也是内存与主板之间的同步运行的速度，在这种方式下，可以理解为CPU的外频直接与内存相连通，实现两者间的同步运行状态。

        在486之前，CPU的主频还处于一个较低的阶段，CPU的主频一般都等于外频。而在486出现以后，由于CPU工作频率不断提高，而PC机的一些其他设备（如插卡、硬盘等）却受到工艺的限制，不能承受更高的频率，因此限制了CPU频率的进一步提高。因此出现了倍频技术，该技术能够使CPU内部工作频率变为外部频率的倍数，从而通过提升倍频而达到提升主频的目的。倍频技术就是使外部设备可以工作在一个较低外频上，而CPU主频是外频的倍数。

        在Pentium时代，CPU的外频一般是60/66MHz，从Pentium Ⅱ 350开始，CPU外频提高到100MHz，目前CPU外频已经达到了200MHz。由于正常情况下CPU总线频率和内存总线频率相同，所以当CPU外频提高后，与内存之间的交换速度也相应得到了提高，对提高电脑整体运行速度影响较大。

        倍频

        基频以外的其他振动能级跃迁产生的红外吸收频率统称为倍频。v=0至v=2的跃迁称为第一个倍频2n，相应地3n, 4n……等均称为倍频。

        使获得频率为原频率整数倍的方法。利用非线性器件从原频率产生多次谐波，通过带通滤波器选出所需倍数的那次谐波。在数字电路中则利用逻辑门来实现倍频。

        倍频系数是指CPU主频与外频之间的相对比例关系。在相同的外频下，倍频越高CPU的频率也越高。但实际上，在相同外频的前提下，高倍频的CPU本身意义并不大。这是因为CPU与系统之间数据传输速度是有限的，一味追求高倍频而得到高主频的CPU就会出现明显的“瓶颈”效应――CPU从系统中得到数据的极限速度不能够满足CPU运算的速度。

        CPU的倍频，全称是倍频系数。CPU的核心工作频率与外频之间存在着一个比值关系，这个比值就是倍频系数，简称倍频。理论上倍频是从1.5一直到无限的，但需要注意的是，倍频是以0.5为一个间隔单位。外频与倍频相乘就是主频，所以其中任何一项提高都可以使CPU的主频上升。

        原先并没有倍频概念，CPU的主频和系统总线的速度是一样的，但CPU的速度越来越快，倍频技术也就应允而生。它可使系统总线工作在相对较低的频率上，而CPU速度可以通过倍频来无限提升。那么CPU主频的计算方式变为：主频 = 外频 x 倍频。也就是倍频是指CPU和系统总线之间相差的倍数，当外频不变时，提高倍频，CPU主频也就越高。

        一个CPU默认的倍频只有一个，主板必须能支持这个倍频。因此在选购主板和CPU时必须注意这点，如果两者不匹配，系统就无法工作。此外，现在CPU的倍频很多已经被锁定，无法修改。

        主频

        在电子技术中，脉冲信号是一个按一定电压幅度，一定时间间隔连续发出的脉冲信号。脉冲信号之间的时间间隔称为周期；而将在单位时间（如1秒）内所产生的脉冲个数称为频率。频率是描述周期性循环信号（包括脉冲信号）在单位时间内所出现的脉冲数量多少的计量名称；频率的标准计量单位是Hz（赫）。电脑中的系统时钟就是一个典型的频率相当精确和稳定的脉冲信号发生器。频率在数学表达式中用“f”表示，其相应的单位有：Hz（赫）、kHz（千赫）、MHz（兆赫）、GHz（吉赫）。其中1GHz=1000MHz，1MHz=1000kHz，1kHz=1000Hz。......>>

        问题六：传感器灵敏度计算公式 传感器的基本特性是指传感器的输出与输入之间的关系，分为静态特性和动态特性。当 传感器的输人量为稳定状态的信号或变化极其缓慢的信号（常称为静态信号）时，可用静态 参数来描述和表征传感器的静态特性。当传感器的输入量是周期信号、瞬变信号或随机信号 (常称为动态信号）时，可用动态参数来描述和表征传感器的动态特性。 理想的传感器应该具有单值的、确定的输出-输入关系，其输出电量无论是在静态量或 动态量输人时，都应当不失真地体现输入量的变化。这主要取决于静态特性和动态特性。静态特性 传感器在被测量处于稳定状态时，输出量和输入量之间的关系称为静态特性。对传感器 静态特性的基本要求是，输出相对于输入应保持确定的对应关系。灵敏度 传感器的灵敏度是指在稳定工作状态下输出变化量与输入变化量的比值，即 例如，某位移传感器，当位移变化1mm时，输出电压变化200mV,则其灵敏度为 200mV/mm对于线性传感器，其灵敏度就是它的校准曲线的斜率，为一常数。而非线性传感器的灵 敏度为一变量，其灵敏度可表示为K = dY/dX，也可用某一小区域内的拟合直线的斜率表 示。通常希望传感器的灵敏度高，在满量程内是恒定的，即传感器的输入输出特性为直线。

        问题七：关于示波器计算的公式？ 示波器示波器是一种用途十分广泛的电子测量仪器。它能把肉眼看不见的电信号变换成看得见的图象，便于人们研究各种电现象的变化过程。示波器利用狭窄的、由高速电子组成的电子束，打在涂有荧光物质的屏面上，就可产生细小的光点。在被测信号的作用下，电子束就好像一支笔的笔尖，可以在屏面上描绘出被测信号的瞬时值的变化曲线。利用示波器能观察各种不同信号幅度随时间变化的波形曲线，还可以用它测试各种不同的电量，如电压、电流、频率、相位差、调幅度等等。

        一、示波器的工作原理（一）示波器的组成普通示波器有五个基本组成部分：显示电路、垂直（Y轴）放大电路、水平（X轴）放大电路、扫描与同步电路、电源供给电路。普通示波器的原理功能方框图如图5-1所示。

        1．显示电路

        显示电路包括示波管及其控制电路两个部分。示波管是一种特殊的电子管，是示波器一个重要组成部分。示波管的基本原理图如图5-2所示。由图可见，示波管由电子枪、偏转系统和荧光屏3个部分组成。

        （1）电子枪

        电子枪用于产生并形成高速、聚束的电子流，去轰击荧光屏使之发光。它主要由灯丝F、阴极K、控制极G、第一阳极A1、第二阳极A2组成。除灯丝外，其余电极的结构都为金属圆筒，且它们的轴心都保持在同一轴线上。阴极被加热后，可沿轴向发射电子；控制极相对阴极来说是负电位，改变电位可以改变通过控制极小孔的电子数目，也就是控制荧光屏上光点的亮度。为了提高屏上光点亮度，又不降低对电子束偏转的灵敏度，现代示波管中，在偏转系统和荧光屏之间还加上一个后加速电极A3。（2）偏转系统

        示波管的偏转系统大都是静电偏转式，它由两对相互垂直的平行金属板组成，分别称为水平偏转板和垂直偏转板。分别控制电子束在水平方向和垂直方向的运动。当电子在偏转板之间运动时，如果偏转板上没有加电压，偏转板之间无电场，离开第二阳极后进入偏转系统的电子将沿轴向运动，射向屏幕的中心。如果偏转板上有电压，偏转板之间则有电场，进入偏转系统的电子会在偏转电场的作用下射向荧光屏的指定位置。

        如图5-3所示。如果两块偏转板互相平行，并且它们的电位差等于零，那么通过偏转板空间的，具有速度υ的电子束就会沿着原方向（设为轴线方向）运动，并打在荧光屏的坐标原点上。如果两块偏转板之间存在着恒定的电位差，则偏转板间就形成一个电场，这个电场与电子的运动方向相垂直，于是电子就朝着电位比较高的偏转板偏转。这样，在两偏转板之间的空间，电子就沿着抛物线在这一点上做切线运动。最后，电子降落在荧光屏上的A点，这个A点距离荧光屏原点（0）有一段距离，这段距离称为偏转量，用y表示。偏转量y与偏转板上所加的电压Vy成正比。同理，在水平偏转板上加有直流电压时，也发生类似情况，只是光点在水平方向上偏转。

        （3）荧光屏

        荧光屏位于示波管的终端，它的作用是将偏转后的电子束显示出来，以便观察。在示波器的荧光屏内壁涂有一层发光物质，因而，荧光屏上受到高速电子冲击的地点就显现出荧光。此时光点的亮度决定于电子束的数目、密度及其速度。改变控制极的电压时，电子束中电子的数目将随之改变，光点亮度也就改变。在使用示波器时，不宜让很亮的光点固定出现在示波管荧光屏一个位置上，否则该点荧光物质将因长期受电子冲击而烧坏，从而失去发光能力。

        涂有不同荧光物质的荧光屏，在受电子冲击时将显示出不同的颜色和不同的余辉时间，通常供观察一般信号波形用的是发绿光的，属中余辉示波管，供观察非周期性及低频信号用的是发橙**光的，属长余辉示波管；供照相用的示波器中，一般都采用发蓝色的短余辉示波管。

        2．垂直（Y轴）放大电路

        由于示波管的偏转灵敏度甚低，例......>>

        问题八：传感器的灵敏度计算是不是选取一段线性度较好地部分计算 传感器的基本特性是指传感器的输出与输入之间的关系，分为静态特性和动态特性。当 传感器的输人量为稳定状态的信号或变化极其缓慢的信号（常称为静态信号）时，可用静态 参数来描述和表征传感器的静态特性。当传感器的输入量是周期信号、瞬变信号或随机信号 (常称为动态信号）时，可用动态参数来描述和表征传感器的动态特性。

        理想的传感器应该具有单值的、确定的输出-输入关系，其输出电量无论是在静态量或 动态量输人时，都应当不失真地体现输入量的变化。这主要取决于静态特性和动态特性。静态特性

        传感器在被测量处于稳定状态时，输出量和输入量之间的关系称为静态特性。对传感器 静态特性的基本要求是，输出相对于输入应保持确定的对应关系。灵敏度

        传感器的灵敏度是指在稳定工作状态下输出变化量与输入变化量的比值，即

        例如，某位移传感器，当位移变化1mm时，输出电压变化200mV,则其灵敏度为 200mV/mm对于线性传感器，其灵敏度就是它的校准曲线的斜率，为一常数。而非线性传感器的灵 敏度为一变量，其灵敏度可表示为K = dY/dX，也可用某一小区域内的拟合直线的斜率表 示。通常希望传感器的灵敏度高，在满量程内是恒定的，即传感器的输入输出特性为直线。

        问题九：什么是传感器的灵敏度？ 灵敏度是指传感器在稳态工作情况下输出量变化△y对输入量变化△x的比值。

        它是输出一输入特性曲线的斜率。如果传感器的输出和输入之间显线性关系，则灵敏度S是一个常数。否则，它将随输入量的变化而变化。

        灵敏度的量纲是输出、输入量的量纲之比。例如，某位移传感器，在位移变化1mm时，输出电压变化为200mV，则其灵敏度应表示为200mV/mm。

        当传感器的输出、输入量的量纲相同时，灵敏度可理解为放大倍数。

手机吃鸡最好用的灵敏度是多少？

       接收机噪声基底（Receiver Noise Floor, RNF) =热噪声系数N0 + 理论热噪声基底NF

       热噪声系数N0 = KTB (W)

       K：解扩带宽

       T：绝对温度值

       B：玻尔兹曼常量

       例：IEEE802.11b接收机，解扩带宽是2MHz，工作在20度（290k），噪声系数为10dBm，有：

       N0=玻尔兹曼常量*290*2*106=8.8 *10-12mW=-110.6dBm

       RNF =-110.6dBm+10dBm=-100.6dBm

       ·发射功率(PTX)

       ·发射机的天线增益(GTX)

       ·接收机的天线增益(GRX)

       ·接收机灵敏度(PRX)

       ·自由空间损耗(LFS)

       ·其他损耗组合成的衰落余量(LFM)

       发射功率预算：PTX= PRX-GTX- GRX+ LFs+LFM （dBm）

射频指标

       1、刺激战场中系统默认的灵敏度有低、中、高三个等级的灵敏度，每个等级的灵敏度第三人称下相差20，第一人称下相差14到18，但系统默认的不推荐，如果实在想用默认的设定为中级是最能接收的。

       2、刺激战场中的灵敏度的设定总共分为四类，但第一个自由镜头灵敏度（俗称小眼睛）其实无关紧要，只是在跳伞或者跑动的时候看下周围的视野，灵敏度这里推荐为100即可，高点低点关系也不大。

       3、镜头灵敏度就是我们日常调动视野的灵敏度，这个灵敏度不宜设置得太高，太高的话再野外晃动过快不容易发现敌人，但太低的话在近距离遭遇战会导致视野不能及时跟上，这里推荐第一人称为115，第三人称为105。

       4、开火灵敏度是比较重要的，就是在打开倍镜的时候的视野移动，这个是自动进行的，这里推荐的还是和镜头灵敏度一样，第一人称为115，第三人称为105。

       5、陀螺仪灵敏度就是所谓的准点移动的灵敏度，这个在钢枪的时候比较关键，陀螺仪的灵敏度应该调高一些，这样在使用狙击的时候能让准点快速移动，实现精准的狙击。

       6、关于倍镜的灵敏度的调节，主要就是镜头灵敏度和开火镜头灵敏度，倍镜的灵敏度调节倍镜等级越高应该越低，这里推荐4倍镜在40，其他倍镜参考4倍镜即可。

注意事项：

       1、在游戏当中，找到一个鼠标速度，这个速度不能太快，太快会让你很难精确地瞄准到敌人，但是又不能太慢，太慢会让你在压枪的时候拖不动。

       2、横向移动保证能跟到车的速度为止，可以利用手臂平移达成跟车效果。

       描述射频信号指标

        接收灵敏度，这应该是最基本的概念之一，表征的是接收机能够在不超过一定误码率的情况下识别的最低信号强度。

       讲灵敏度的时候我们常常联系到SNR（信噪比，我们一般是讲接收机的解调信噪比），我们把解调信噪比定义为不超过一定误码率的情况下解调器能够解调的信噪比门限（面试的时候经常会有人给你出题，给一串NF、Gain，再告诉你解调门限要你推灵敏度）。那么S和N分别何来？?

        S即信号Signal，或者称为有用信号；N即噪声Noise，泛指一切不带有有用信息的信号。有用信号一般是通信系统发射机发射出来，噪声的来源则是非常广泛的，最典型的就是那个著名的-174dBm/Hz——自然噪声底，要记住它是一个与通信系统类型无关的量，从某种意义上讲是从热力学推算出来的（所以它跟温度有关）；另外要注意的是它实际上是个噪声功率密度（所以有dBm/Hz这个量纲），我们接收多大带宽的信号，就会接受多大带宽的噪声——所以最终的噪声功率是用噪声功率密度对带宽积分得来。

        发射功率的重要性，在于发射机的信号需要经过空间的衰落之后才能到达接收机，那么越高的发射功率意味着越远的通信距离。?

        那么我们的发射信号要不要讲究SNR？譬如说，我们的发射信号SNR很差，那么到达接收机的信号SNR是不是也很差？?

        这个牵涉到刚才讲过的概念，自然噪声底。我们假设空间的衰落对信号和噪声都是效果相同的（实际上不是，信号能够通编码抵御衰落而噪声不行）而且是如同衰减器一般作用的，那么我们假设空间衰落-200dB，发射信号带宽1Hz，功率50dBm，信噪比50dB，接收机收到信号的SNR是多少？?

        接收机收到信号的功率是50-200=-150Bm（带宽1Hz），而发射机的噪声50-50=0dBm通过空间衰落，到达接收机的功率是0-200=-200dBm（带宽1Hz）？这时候这部分噪声早已被“淹没”在-174dBm/Hz的自然噪声底之下了，此时我们计算接收机入口的噪声，只需要考虑-174dBm/Hz的“基本成分”即可。?

        这在通信系统的绝大部分情况下是适用的。

        我们把这些项目放在一起，是因为它们表征的实际上是“发射机噪声”的一部分，只是这些噪声不是在发射信道之内，而是发射机泄漏到临近信道中去的部分，可以统称为“邻道泄漏”。?

        其中ACLR和ACPR（其实是一个东西，不过一个是在终端测试中的叫法，一个是在基站测试中的叫法罢了），都是以“Adjacent Channel”命名，顾名思义，都是描述本机对其他设备的干扰。而且它们有个共同点，对干扰信号的功率计算也是以一个信道带宽为计。这种计量方法表明，这一指标的设计目的，是考量发射机泄漏的信号，对相同或相似制式的设备接收机的干扰——干扰信号以同频同带宽的模式落到接收机带内，形成对接收机接收信号的同频干扰。?

        在LTE中，ACLR的测试有两种设置，EUTRA和UTRA，前者是描述LTE系统对LTE系统的干扰，后者是考虑LTE系统对UMTS系统的干扰。所以我们可以看到EUTRA ACLR的测量带宽是LTE RB的占用带宽，UTRA ACLR的测量带宽是UMTS信号的占用带宽（FDD系统3.84MHz，TDD系统1.28MHz）。换句话说，ACLR/ACPR描述的是一种“对等的”干扰：发射信号的泄漏对同样或者类似的通信系统发生的干扰。?

        这一定义是有非常重要的实际意义的。实际网络中同小区邻小区还有附近小区经常会有信号泄漏过来，所以网规网优的过程实际上就是容量最大化和干扰最小化的过程，而系统本身的邻道泄漏对于邻近小区就是典型的干扰信号；从系统的另一个方向来看，拥挤人群中用户的手机也可能成为互相的干扰源。?

        同样的，在通信系统的演化中，从来是以“平滑过渡”为目标，即在现有网络上升级改造进入下一代网络。那么两代甚至三代系统共存就需要考虑不同系统之间的干扰，LTE引入UTRA即是考虑了LTE在与UMTS共存的情形下对前代系统的射频干扰。

       讲SEM的时候，首先要注意它是一个“带内指标”，与spurious emission区分开来，后者在广义上是包含了SEM的，但是着重看的其实是发射机工作频段之外的频谱泄漏，其引入也更多的是从EMC（电磁兼容）的角度。?

        SEM是提供一个“频谱模版”，然后在测量发射机带内频谱泄漏的时候，看有没有超出模版限值的点。可以说它与ACLR有关系，但是又不相同：ACLR是考虑泄漏到邻近信道中的平均功率，所以它以信道带宽为测量带宽，它体现的是发射机在邻近信道内的“噪声底”；SEM反映的是以较小的测量带宽（往往100kHz到1MHz）捕捉在邻近频段内的超标点，体现的是“以噪声底为基础的杂散发射”。?

        如果用频谱仪扫描SEM，可以看到邻信道上的杂散点会普遍的高出ACLR均值，所以如果ACLR指标本身没有余量，SEM就很容易超标。反之SEM超标并不一定意味着ACLR不良，有一种常见的现象就是有LO的杂散或者某个时钟与LO调制分量（往往带宽很窄，类似点频）串入发射机链路，这时候即便ACLR很好，SEM也可能超标。?

        首先，EVM是一个矢量值，也就是说它有幅度和角度，它衡量的是“实际信号与理想信号的误差”，这个量度可以有效的表达发射信号的“质量”——实际信号的点距离理想信号越远，误差就越大，EVM的模值就越大。?

       很难定义EVM与ACPR/ACLR的定量关系，从放大器的非线性来看，EVM与ACPR/ACLR应该是正相关的：放大器的AM-AM、AM-PM失真会扩大EVM，同时也是ACPR/ACLR的主要来源。?

        但是EVM与ACPR/ACLR并不总是正相关，我们这里可以找到一个很典型的例子：数字中频中常用的Clipping，即削峰。Clipping是削减发射信号的峰均比（PAR），峰值功率降低有助于降低通过PA之后的ACPR/ACLR；但是Clipping同时会损害EVM，因为无论是限幅（加窗）还是用滤波器方法，都会对信号波形产生损伤，因而增大EVM。?

        PAR（信号峰均比）通常用CCDF这样一个统计函数来表示，其曲线表示的是信号的功率（幅度）值和其对应的出现概率。譬如某个信号的平均功率是10dBm，它出现超过15dBm功率的统计概率是0.01%，我们可以认为它的PAR是5dB。?

        所以对于正弦波，假设他的峰值是4，那么他的峰值功率就是4^2=16；而他的平均功率计算

        t = [0:0.01:4*pi];

        a = 4 * sin(t);

        % b = fft(a, 1024);

        % plot(abs(b))

        result = sum(a.^2)/length(t)

       计算得到的结果是8，也就是4^2/2=8；所以他的PAR是3dB。

        PAR是现代通信系统中发射机频谱再生（诸如ACLP/ACPR/Modulation Spectrum）的重要影响因素。峰值功率会将放大器推入非线性区从而产生失真，往往峰值功率越高、非线性越强。?

        在GSM时代，因为GMSK调制的衡包络特性，所以PAR=0，我们在设计GSM功放的时候经常把它推到P1dB，以得到最大限度的效率。引入EDGE之后，8PSK调制不再是衡包络，因此我们往往将功放的平均输出功率推到P1dB以下3dB左右，因为8PSK信号的PAR是3.21dB。?

        UMTS时代，无论WCDMA还是CDMA，峰均比都比EDGE大得多。原因是码分多址系统中信号的相关性：当多个码道的信号在时域上叠加时，可能出现相位相同的情况，此时功率就会呈现峰值。?

        LTE的峰均比则是源自RB的突发性。OFDM调制是基于将多用户／多业务数据在时域上和频域上都分块的原理，这样就可能在某一“时间块”上出现大功率。LTE上行发射用SC-FDMA，先用DFT将时域信号扩展到频域上，等于“平滑”掉了时域上的突发性，从而降低了PAR。?

        这里的“干扰指标”，指的是出了接收机静态灵敏度之外，各种施加干扰下的灵敏度测试。实际上研究这些测试项的由来是很有意思的。?

        我们常见的干扰指标，包括Blocking，Desense，Channel Selectivity等。?

        Blocking实际上是一种非常古老的RF指标，早在雷达发明之初就有。其原理是以大信号灌入接收机（通常最遭殃的是第一级LNA），使得放大器进入非线性区甚至饱和。此时一方面放大器的增益骤然变小，另一方面产生极强非线性，因而对有用信号的放大功能就无法正常工作了。?

        另一种可能的Blocking其实是通过接收机的AGC来完成的：大信号进入接收机链路，接收机AGC因此产生动作降低增益以确保动态范围；但是同时进入接收机的有用信号电平很低，此时增益不足，进入到解调器的有用信号幅度不够。?

        Blocking指标分为带内和带外，主要是因为射频前端一般会有频带滤波器，对于带外blocking会有抑制作用。但是无论带内还是带外，Blocking信号一般都是点频，不带调制。事实上完全不带调制的点频信号在现实世界里并不多见，工程上只是把它简化成点频，用以（近似）替代各种窄带干扰信号。?

        对于解决Blocking，主要是RF出力，说白了就是把接收机IIP3提高，动态范围扩大。对于带外Blocking，滤波器的抑制度也是很重要的。?

        When the defined useful signal coexist with blocking signal, throughput loss less than 1%

        useful signal ?= PREFSENS + 14dB, 20MHz, -79.5dBm

        这里我们统称为“邻信道选择性”。在蜂窝系统中，我们组网除了要考虑同频小区，还要考虑邻频小区，其原因可以在我们之前讨论过的发射机指标ACLR/ACPR/Modulation Spectrum中可以找到：因为发射机的频谱再生会有很强的信号落到相邻频率中（一般来说频偏越远电平越低，所以邻信道一般是受影响最大的），而且这种频谱再生事实上是与发射信号有相关性的，即同制式的接收机很可能把这部分再生频谱误认为是有用信号而进行解调，所谓鹊巢鸠占。?

        举个例子：如果两个相邻小区A和B恰好是邻频小区（一般会避免这样的组网方式，这里只是讨论一个极限场景），当一台注册到A小区的终端游走到两个小区交界处，但是两个小区的信号强度还没有到切换门限，因此终端依然保持A小区连接；B小区基站发射机的ACPR较高，因此终端的接收频带内有较高的B小区ACPR分量，与A小区的有用信号在频率上重叠；因为此时终端距离A小区基站较远，因此接收到的A小区有用信号强度也很低，此时B小区ACPR分量进入到终端接收机时就可以对原有用信号造成同频干扰。?

        如果我们注意看邻道选择性的频偏定义，会发现有Adjacent和Alternative的区别，对应ACLR/ACPR的第一邻道、第二邻道，可见通信协议中“发射机频谱泄漏（再生）”与“接收机邻道选择性”实际上是成对定义的。?

        When the defined useful signal coexist with interference signal, throughput loss less than 1%

       Blocking是“大信号干扰小信号”，RF尚有周旋余地；而以上的AM Suppression, Adjacent (Co/Alternative) Channel Suppression (Selectivity)这些指标，是“小信号干扰大信号”，纯RF的工作意义不大，还是靠物理层算法为主。?

        这种描述的是绝对的同频干扰，一般是指两个同频小区之间的干扰模式。?

        按照之前我们描述的组网原则，两个同频小区的距离应该尽量远，但是即便再远，也会有信号彼此泄漏，只是强度高低的区别。

        对于终端而言，两个小区的信号都可以认为是“正确的有用信号”（当然协议层上有一组接入规范来防范这种误接入），衡量终端的接收机能否避免“西风压倒东风”，就看它的同频选择性。?

        动态范围，温度补偿和功率控制很多情况下是“看不到”的指标，只有在进行某些极限测试的时候才会表现出它们的影响，但是本身它们却体现着RF设计中最精巧的部分。?

        发射机动态范围表征的是发射机“不损害其他发射指标前提下”的最大发射功率和最小发射功率。?

        “不损害其他发射指标”显得很宽泛，如果看主要影响，可以理解为：最大发射功率下不损害发射机线性度，最小发射功率下保持输出信号信噪比。?

        最大发射功率下，发射机输出往往逼近各级有源器件（尤其末级放大器）的非线性区，由此经常发生的非线性表现有频谱泄漏和再生（ACLR/ACPR/SEM），调制误差（PhaseError/EVM）。此时最遭殃的基本上都是发射机线性度，这一部分应该比较好理解。?

        最小发射功率下，发射机输出的有用信号则是逼近发射机噪声底，甚至有被“淹没”在发射机噪声中的危险。此时需要保障的是输出信号的信噪比（SNR），换句话说就是在最小发射功率下的发射机噪声底越低越好。?

        在实验室曾经发生过一件事情：有工程师在测试ACLR的时候，发现功率降低ACLR反而更差（正常理解是ACLR应该随着输出功率降低而改善），当时第一反应是仪表出问题了，但是换一台仪表测试结果依然如此。我们给出的指导意见是测试低输出功率下的EVM，发现EVM性能很差；我们判断可能是RF链路入口处的噪声底就很高，对应的SNR显然很差，ACLR的主要成分已经不是放大器的频谱再生、而是通过放大器链路被放大的基带噪声。?

        接收机动态范围其实与之前我们讲过的两个指标有关，第一个是参考灵敏度，第二个是接收机IIP3（在讲干扰指标的时候多次提到）。?

        参考灵敏度实际上表征的就是接收机能够识别的最小信号强度，这里不再赘述。我们主要谈一下接收机的最大接收电平。

        最大接收电平是指接收机在不发生失真情况下能够接收的最大信号。这种失真可能发生在接收机的任何一级，从前级LNA到接收机ADC。对于前级LNA，我们唯一可做的就是尽量提高IIP3，使其可以承受更高的输入功率；对于后面逐级器件，接收机则采用了AGC（自动增益控制）来确保有用信号落在器件的输入动态范围之内。简单的说就是有一个负反馈环路：检测接收信号强度（过低／过高）－调整放大器增益（调高／调低）－放大器输出信号确保落在下一级器件的输入动态范围之内。?

        这里我们讲一个例外：多数手机接收机的前级LNA本身就带有AGC功能，如果你仔细研究它们的datasheet，会发现前级LNA会提供几个可变增益段，每个增益段有其对应的噪声系数，一般来讲增益越高、噪声系数越低。这是一种简化的设计，其设计思想在于：接收机RF链路的目标是将输入到接收机ADC的有用信号保持在动态范围之内，且保持SNR高于解调门限（并不苛求SNR越高越好，而是“够用就行”，这是一种很聪明的做法）。因此当输入信号很大时，前级LNA降低增益、损失NF、同时提高IIP3；当输入信号小时，前级LNA提高增益、减小NF、同时降低IIP3。?

        一般来讲，我们只在发射机作温度补偿。?

        当然，接收机性能也是受到温度影响的：高温下接收机链路增益降低，NF增高；低温下接收机链路增益提高，NF降低。但是由于接收机的小信号特性，无论增益还是NF的影响都在系统冗余范围之内。?

        对于发射机温度补偿，也可以细分为两部分：一部分是对发射信号功率准确度的补偿，另一部分是对发射机增益随温度变化进行补偿。?

        现代通信系统发射机一般都进行闭环功控（除了略为“古老”的GSM系统和Bluetooth系统），因此经过生产程序校准的发射机，其功率准确度事实上取决于功控环路的准确度。一般来讲功控环路是小信号环路，且温度稳定性很高，所以对其进行温度补偿的需求并不高，除非功控环路上有温度敏感器件（譬如放大器）。?

        对发射机增益进行温度补偿则更加常见。这种温度补偿常见的有两种目的：一种是“看得见的”，通常对没有闭环功控的系统（如前述GSM和Bluetooth），这类系统通常对输出功率精确度要求不高，所以系统可以应用温度补偿曲线（函数）来使RF链路增益保持在一个区间之内，这样当基带IQ功率固定而温度发生变化时，系统输出的RF功率也能保持在一定范围之内；另一种是“看不见的”，通常是在有闭环功控的系统中，虽然天线口的RF输出功率是由闭环功控精确控制的，但是我们需要保持DAC输出信号在一定范围内（最常见的例子是基站发射系统数字预失真（DPD）的需要），那么我们就需要将整个RF链路的增益比较精确的控制在某个值左右——温补的目的就在于此。?

        发射机温补的手段一般有可变衰减器或者可变放大器：早期精度稍低以及低成本精度要求较低的情况下，温补衰减器比较常见；对精度要求更高的情形下，解决方案一般是：温度传感器＋数控衰减器／放大器＋生产校准。?

        讲完动态范围和温度补偿，我们来讲一个相关的、而且非常重要的概念：功率控制。?

        发射机功控是大多数通信系统中必需的功能，在3GPP中常见的诸如ILPC、OLPC、CLPC，在RF设计中都是必需被测试、经常出问题、原因很复杂的。我们首先来讲发射机功控的意义。?

        所有的发射机功控目的都包含两点：功耗控制和干扰抑制。?

        我们首先说功耗控制：在移动通信中，鉴于两端距离变化以及干扰电平高低不同，对发射机而言，只需要保持“足够让对方接收机准确解调”的信号强度即可；过低则通信质量受损，过高则空耗功率毫无意义。对于手机这样以电池供电的终端更是如此，每一毫安电流都需锱铢必量。?

        干扰抑制则是更加高级的需求。在CDMA类系统中，由于不同用户共享同一载频（而以正交用户码得以区分），因此在到达接收机的信号中，任何一个用户的信号对于其他用户而言，都是覆盖在同一频率上的干扰，若各个用户信号功率有高有高低，那么高功率用户就会淹没掉低功率用户的信号；因此CDMA系统采取功率控制的方式，对于到达接收机的不同用户的功率（我们称之为空中接口功率，简称空口功率），发出功控指令给每个终端，最终使得每个用户的空口功率一样。这种功控有两个特点：第一是功控精度非常高（干扰容限很低），第二是功控周期非常短（信道变化可能很快）。?

        在LTE系统中，上行功控也有干扰抑制的作用。因为LTE上行是SC-FDMA，多用户也是共享载频，彼此间也互为干扰，所以空口功率一致同样也是必需的。?

        GSM系统也是有功控的，GSM中我们用“功率等级”来表征功控步长，每个等级1dB，可见GSM功率控制是相对粗糙的。?

        这里提一个相关的概念：干扰受限系统。CDMA系统是一个典型的干扰受限系统。从理论上讲，如果每个用户码都完全正交、可以通过交织、解交织完全区分开来，那么实际上CDMA系统的容量可以是无限的，因为它完全可以在有限的频率资源上用一层层扩展的用户码区分无穷多的用户。但是实际上由于用户码不可能完全正交，因此在多用户信号解调时不可避免的引入噪声，用户越多噪声越高，直到噪声超过解调门限。?

        换而言之，CDMA系统的容量受限于干扰（噪声）。?

        GSM系统不是一个干扰受限系统，它是一个时域和频域受限的系统，它的容量受限于频率（200kHz一个载频）和时域资源（每个载频上可共享8个TDMA用户）。所以GSM系统的功控要求不高（步长较粗糙，周期较长）。?

        讲完发射机功控，我们进而讨论一下在RF设计中可能影响发射机功控的因素（相信很多同行都遇到过闭环功控测试不过的郁闷场景）。?

        对于RF而言，如果功率检测（反馈）环路设计无误，那么我们对发射机闭环功控能做的事情并不多（绝大多数工作都是由物理层协议算法完成的），最主要的就是发射机带内平坦度。?

        因为发射机校准事实上只会在有限的几个频点上进行，尤其在生产测试中，做的频点越少越好。但是实际工作场景中，发射机是完全可能在频段内任一载波工作的。在典型的生产校准中，我们会对发射机的高中低频点进行校准，意味着高中低频点的发射功率是准确的，所以闭环功控在进行过校准的频点上也是无误的。然而，如果发射机发射功率在整个频段内不平坦，某些频点的发射功率与校准频点偏差较大，因此以校准频点为参考的闭环功控在这些频点上也会发生较大误差乃至出错。

       今天关于“wcdma手机接收灵敏度是多少”的讨论就到这里了。希望通过今天的讲解，您能对这个主题有更深入的理解。如果您有任何问题或需要进一步的信息，请随时告诉我。我将竭诚为您服务。